带主动米勒钳位和DESAT保护功能的隔离驱动在汽车电控系统中的运用介绍###
主驱电控系统是新能源汽车的重要组成部分,本文将从电控系统的系统框图出发,介绍系统的各组成部分及其功能,并重点介绍纳芯微带保护功能的单通道隔离驱动NSI6611在电控系统中的运用,其米勒钳位功能能够很好地预防短路发生;DESAT功能能够在功率管发生短路时及时关断,保护功率管不受损坏,确保系统安全、稳定地运行。
主驱电控系统由低压电池、整车VCU、MCU、高压电池和旋变三相电机等组成。如下图1所示,蓝色虚线内是主驱电机控制器部分,红色虚线内是本文将重点介绍的驱动板。
从功能上看,低压电池为系统提供低压供电,整车VCU通过CAN总线给电控系统发送指令,读取电控系统的状态;高压电池包提供高压供电,Flyback电路为IGBT驱动提供正负电压,驱动三相电机;LDO(低压差线性稳压器)为驱动芯片提供+5V供电。纳芯微高压隔离驱动NSI6611的作用是驱动IGBT和SiC模块;电流采样电路和旋变数字转换器用来控制电机运行。
在主驱电控系统中,纳芯微提供了各种芯片,包括CAN接口芯片、旋变数字转换器、电源芯片以及高压隔离驱动芯片。
下图2是基于纳芯微单通道智能隔离驱动NSI6611设计的三相驱动电路板,蓝色框中的6个芯片均为NSI6611。此外,驱动板还使用了纳芯微的Flyback电源控制芯片NSR22401,为NSI6611高压驱动侧提供正负电压;LDO芯片NSR3x为NSI6611低压侧提供5V供电。
NSI6611是一款带保护功能的车规级高压隔离栅极驱动芯片,可以驱动IGBT和SiC,最高支持2121V峰值电压,驱动电流最大可达10A,不需要外加驱动电路;CMTI(共模瞬变抗扰度)高达150kV/μs。此外,其内部集成了主动米勒钳位和DESAT(退饱和)保护、软关断以及ASC(主动短路)功能,工作时候的温度范围为-40℃至+125℃。
如下图3所示,驱动板的左侧是驱动板与控制板的信号接口,包括由控制板提供PWM控制的6路输入信号;当NSI6611检测到IGBT过流或欠压时为控制板提供的6路FAULT输出信号;用来指示NSI6611供电是否欠压的6路Ready输出信号;以及分别控制3路高边和3路低边的2路RESET输入信号。驱动板的右侧是电源接口,供电电压范围是9V至16V。
下图4是NSI6611的驱动电路,左侧是低压控制侧,信号线Ω电阻可以轻松又有效减小信号反射;由于Fault和Ready信号为内部Open Drain(开漏)结构,需要加一个5.1kΩ的上拉电阻。另外,PWM信号加1nF电容组成的RC电路能滤除高频信号,VCC1加了一个0.1μF去偶电容。
右侧是高压驱动侧,并联了2个1206封装的栅极电阻,栅极有一个10k下拉电阻,栅极电容可根据不同应用需要做调整,CLAMP引脚通过0Ω电阻连接到GATE。
米勒效应是指在晶体管或场效应管中,由于输入电容和放大器增益的相互作用,导致放大器输出端的电容增大的现象。它不仅会增加开关延时,还可能会导致寄生导通。
由于半导体的固有特性,IGBT内部存在着各种寄生电容,其中栅极和集电极之间的电容叫米勒电容。在测试中常常看到,栅极电压的上升并不是直接达到VCC电压,而是上升到一个电压平台维持一段时间后再上升。这个电压平台就是米勒平台,它是由米勒电容产生的。
米勒电容还可能会导致下管误导通。通常,电机驱动经常要上下管配合使用,当Q2关断且Q1开启时,由于存在很高的dv/dt和米勒电容,就会产生一定的电流。其计算如公式:I = C * dv/dt。流过栅极电阻的电流会产生一个VGE电压,当这个电压超过Q2的开启阈值时,Q2就会开启,此时Q1已经处于开启状态,因此会引起上下管直通短路。
为了解决米勒效应引起的上下管导通的问题,能够正常的使用负压关断,但这会增加电源设计的复杂度,并增加BOM成本;第二个方案是使用带有米勒钳位功能的驱动芯片来控制IGBT的关断过程。
米勒钳位功能驱动芯片控制IGBT关断的过程如下图6所示,首先OUTL引脚打开,使栅极电压下降;当栅极电压降到CLAMP阈值以下时,开启CALMP引脚,使OULT引脚关闭。所形成的通路可以轻松又有效bypass栅极电阻,从而防止上下管导通的现象。有必要注意一下的是,米勒钳位模块只在IGBT关闭的过程中才工作。
IGBT和SiC器件的短路能力各不相同。在使用一个功率器件设计驱动系统之前,首先要了解其最大电压、最大电流、Rdson(导通电阻)等基本信息参数。短路能力也是值得着重关注的参数,因为设计短路保护时必须了解到器件的短路特性。
以IGBT短路特性参数为例,在25℃时,其最大短路时间为6μs,也就是说,需要在6μs内及时关断IGBT。在短路电流达到4800A时,数值已经是正常工作电流的好几倍,一旦短路,瞬间会产生很大的热量,使结温急剧上升,如果不及时关断就会烧毁器件,甚至有起火的风险,这是系统模块设计中必须避免的。
通常IGBT的短路时间最大可达10μs,而SiC的短路时间仅为2~3μs,这给短路保护带来了很大的挑战,因此必须及时检测到短路并及时进行关断。
方法一是电流检测,在IGBT上串联一个电阻,或使用电流传感器直接检测过流情况,但这样做会增加很多成本,也会使电路系统变得更复杂。
方法二是退饱和检测,也就是DESAT保护。如下图7所示,在VCE电压和集电极电流曲线图中能够正常的看到,当VCE小于0.4V时,没有电流流过截止区;随着VCE电压增加,电流也会变大,出现饱和区,然后进入线性区,即退饱和区。
通常,IGBT在饱和区工作时,若发生短路就会进入退饱和区。能够正常的看到,在饱和区VCE电压正常情况下不会超过2V;如果进入退饱和区,VCE就会快速上升,甚至达到系统电压。退饱和检测就是通过检验测试VCE电压来检测IGBT是否进入了退饱和区。
DESAT检测由NSI6611及外置的DESAT电容、电阻和高压二极管组成。NSI6611芯片内部集成了500μA恒流源和比较器。
当IGBT正常开启时,VCE电压很低,基本上在2V以下,这时二极管处于正向导通状态。其VDESAT的电压值等于电阻的压降加二极管的压降,再加上VCE电压。假设电阻的阻值是100Ω,二极管的正向压降是1.3V,VCE是2V,那么,根据图8中的公式能得到:IGBT正常开启时,DESAT检测到的电压基本上小于3.35V。
当IGBT短路时,VCE电压会迅速上升,这时二极管处于关断状态,电流会流向DESAT电容,并为其充电。由于NSI6611的DESAT电流是500μA,DESAT阈值是9V,也就是说,需要匹配一个电容,以便在短路时间以内,以500μA将DESAT电容充电到9V。
假设DESAT电容是56pF,根据图8中的电容充电公式计算得到:电容的充电时间是1μs左右,再加上200ns的消隐时间和200ns的滤波时间,总的短路保护响应时间是1.4μs。这一段时间不仅小于IGBT的安全短路时间,也小于SiC的安全短路时间。
下图9是DESAT保护时序图,从图中能够准确的看出,第一步,GATE上升,DESAT开始消隐时间;第二步,消隐时间结束,DESAT电流开启,如果IGBT短路,二极管进入截止状态,DESAT电流为电容充电;第三步,当DESAT电容充到阈值9V时,开启DESAT保护的滤波时间;第四步,滤波时间结束,执行GATE关断。
上文提到过,当检测到DESAT故障时即执行GATE关断。那么,是不是直接正常关断就可以了?其实不行。在发生短路时,IGBT的电流至少是正常电流的6~8倍,根据公式,电压等于系统的杂散电感乘以di/dt(V=Ls*di/dt),这么大的电流如果迅速关断,势必会产生很大的VCE电压,足以损坏IGBT。要减少VCE过冲只有两种途径,一是减少杂散电感,二是减小di/dt。
首先,由于器件的寄生参数、PCB走线、结构设计等不可避免地存在一定量的杂散电感;其次,对于减小di/dt,在电流一定的前提下,只有增加关断时间,也就是让IGBT慢慢关断,才能安全关断。NSI6611能够给大家提供400mA的软关断,从而抑制VCE过冲,有效地解决器件保护的问题。
此外,张铠还一边
2023年法国I
PCB设计之前,
气动点焊机在焊接